IGBT 的基本结构.

IGBT 的基本结构

绝缘栅双极晶体管本质上是一个场效应晶体管，只是在漏极和漏区之间多了一个 P型层。根据国际电工委员会 IEC／TC（ CO） 13 3 9文件建议，其各部分名称基本沿用场效应晶体管的相应命名。

图 2－53所示为一个N沟道增强型绝缘栅双极晶体管结构，N+区称为源区，附于其上的电极称为源极。N+区称为漏区。器件的控制区为栅区，附于其上的电极称为栅极。沟道在紧靠栅区边界形成。在漏、源之间的P型区（包括P+和P一区）（沟道在该区域形成），称为亚沟道区

（Subchannel region）。而在漏区另一侧的P+区称为漏注入区

（ Drain injector），它是 IGBT特有的功能区，与漏区和亚沟道区一起形成 PNP双极晶体管，起发射极的作用，向漏极注入空穴，进行导电调制，以降低器件的通态电压。附于漏注入区上的电极称为漏极。

为了兼顾长期以来人们的习惯，IEC规定：源极引出的电极端子（含电极端）称为发射极端（子），漏极引出的电极端（子）称为集电极端（子）。这又回到双极晶体管的术语了。但仅此而已。

IGBT的结构剖面图如图2－53所示。它在结构上类似于MOSFET，其不同点在于 IGBT是在 N沟道功率 MOSFET的 N+基板（漏极）上增加了一个P+基板（ IGBT的集电极），形成PN结j1，并由此引出漏极、栅极和源极则完全与MOSFET相似。

由图 2－ 5 4可以看出， IGBT相当于一个由MOSFET驱动的厚基区GTR，其简化等效电路如图2－55所示。图中Rdr是厚基区GTR的扩展电阻。IGBT是以GTR为主导件、 MOSFET为驱动件的复合结构。

N沟道IGBT的图形符号有两种，如图2－56。所示。实际应用时，常使用图 2－ 5 6b所示的符号。

对于P沟道，图形符号中的箭头方向恰好相反，如图 2－57所示。

IGBT的开通和关断是由栅极电压来控制的。当栅极加正电压时，MOSFET内形成沟道，并为PNP晶体管提供基极电流，从而使IGBT导通，此时，从 P+区注到 N一区进行电导调制，减少 N 一区的电阻Rdr值，使高耐压的IGBT也具有低的通态压降。在栅极上加负电压时，MOSFET内的沟道消失，PNP晶体管的基极电流被切断，IGBT即关断。

正是由于 IGBT是在 N沟道 MOSFET的 N+基板上加一层 P+基板，形成了四层结构，由PNP－NPN晶体管构成IGBT。但是，NPN晶体管和发射极由于铝电极短路，设计时尽可能使NPN不起作用。所以说，IGBT的基本工作与NPN晶体管无关，可以认为是将N沟道MOSFET作为输入极，PNP晶体管作为输出极的单向达林顿管。

采取这样的结构可在N一层作电导率调制，提高电流密度。这是因为从P+基板经过N+层向高电阻的 N--层注入少量载流子的结果。IGBT的设计是通过PNP－NPN晶体管的连接形成晶闸管

IG BT 的工作原理和工作特性

IGBT的开关作用是通过加正向栅极电压形成沟道，给PNP晶体管提供基极电流，使IGBT导通。反之，加反向门极电压消除沟道，流过反向基极电流，使IGBT关断。IGBT的驱动方法和MOSFET基本相同，只需控制输入极N 一沟道MOSFET，所以具有高输入阻抗特性。

当 MOSFET的沟道形成后，从 P+基极注入到 N一层的空穴（少子），对N一层进行电导调制，减小N一层的电阻，使IGBT在高电压时，也具有低的通态电压。

IGBT的工作特性包括静态和动态两类：

1．静态特性IGBT的静态特性主要有伏安特性、转移特性和开关特性。

IGBT的伏安特性是指以栅源电压Ugs为参变量时，漏极电流与栅极电压之间的关系曲线。输出漏极电流比受栅源电压Ugs的控制，Ugs越高，Id 越大。它与GTR的输出特性相似．也可分为饱和区1、放大区2和击穿特性3部分。在截止状态下的IGBT，正向电压由J2结承担，反向电压由J1结承担。如果无 N+缓冲区，则正反向阻断电压可以做到同样水平，加入N+缓冲区后，反向关断电压只能达到几十伏水平，因此限制了IGBT 的某些应用范围。

IGBT的转移特性是指输出漏极电流Id与栅源电压Ugs之间的关系曲线。它与MOSFET的转移特性相同，当栅源电压小于开启电压Ugs(th)时，IGBT处于关断状态。在IGBT导通后的大部分漏极电流范围内，Id与Ugs呈线性关系。最高栅源电压受最大漏极电流限制，其最佳值一般取

为 15V左右。

IGBT的开关特性是指漏极电流与漏源电压之间的关系。IGBT 处于导通态时，由于它的PNP晶体管为宽基区晶体管，所以其B值极低。尽管等效电路为达林顿结构，但流过MOSFET的电流成为 IGBT总电流的主要部分。此时，通态电压Uds(on)可用下式表示

Uds(on)＝Uj1＋Udr＋IdRoh （2－14）

式中Uj1——JI结的正向电压，其值为0.7～IV；

Udr——扩展电阻Rdr上的压降；

Roh——沟道电阻。

通态电流Ids可用下式表示：

Ids=(1+Bpnp)Imos (2－15）

式中Imos——流过MOSFET的电流。

由于N+区存在电导调制效应，所以IGBT的通态压降小，耐压 1000V 的 IGBT通态压降为 2～ 3V。

IGBT处于断态时，只有很小的泄漏电流存在。

2．动态特性IGBT在开通过程中，大部分时间是作为 MOSFET来运行的，只是在漏源电压Uds下降过程后期，PNP晶体管由放大区至饱和，又增加了一段延迟时间。td(on)为开通延迟时间， tri为电流上升时间。实际应用中常给出的漏极电流开通时间ton即为 td (on) tri 之和。漏源电压的下降时间由tfe1 和tfe2组成，如图2－58所示

IGBT在关断过程中，漏极电流的波形变为两段。因为MOSFET关断后，PNP 晶体管的存储电荷难以迅速消除，造成漏极电流较长的尾部时间，td(off)为关断延迟时间，trv为电压Uds(f)的上升时间。实际应用中常常给出的漏极电流的下降时间 Tf 由图2－59中的 t(f1) 和t(f2)两段组成，而漏极电流的关断时间

t(off)=td(off)+trv十t(f)（2－16）

式中，td(off)与trv之和又称为存储时间。

IG BT 的擎住效应与安全工作区

擎住效应

在分析擎住效应之前，我们先回顾一下IGBT的工作原理（这里假定不发生擎住效应）。

1．当Uce＜0时，J3反偏，类似反偏二极管，IGBT反向阻断；

2．当Uce＞0时，在Uc

3． IGBT的关断。在 IGBT处于导通状态时，当栅极电压减至为零，此时Ug＝0＜Uth，沟道消失，通过沟道的电子电流为零，使Ic有一个突降。但由于N一区注入大量电子、空穴对，IC不会立刻为零，而有一个拖尾时间。

IGBT为四层结构，体内存在一个奇生晶体管，其等效电路如图2－60所示。在V2的基极与发射极之间并有一个扩展电阻Rbr，在此电阻上P型体区的横向空穴会产生一定压降，对J3结来说，相当于一个正偏置电压。在规定的漏极电流范围内，这个正偏置电压不大，V2不起作用，当Id大到一定程度时，该正偏置电压足以使V2开通，进而使V2和V3处于饱和状态，于是寄生晶体管开通，栅极失去控制作用，这就是所谓的擎住效应.IGBT发生擎住效应后，漏极电流增大，造成过高功耗，导致损坏。可见，漏极电流有一个临界值Idm。，当Id＞Idm时便会产生擎住效应。

在 IGBT关断的动态过程中，假若 dUds／dt过高，那么在J2结中引起的位移电流 Cj2（ dUds/d t）会越大，当该电流流过体区扩展电阻Rbr时，也可产生足以使晶体管V2开通的正向偏置电压，满足寄生晶体管开通擎住的条件，形成动态擎住效应。使用中必须防止IGBT发生擎住效应，为此可限制Idm值，或者用加大栅极电阻Rg的办法延长 IGBT关断时间，以减

少 d Uds /d t值。

值得指出的是，动态擎住所允许的漏极电流比静态擎住所允许的要小，放生产厂家所规定的）Id值是按动态擎住所允许的最大漏极电流来确定的。

安全工作区

安全工作区（ SO A）反映了一个晶体管同时承受一定电压和电流的能力。IGBT开通时的正向偏置安全工作区（FBSOA），由电流、电压和功耗三条边界极限包围而成。最大漏极电流 I dm 是根据避免动态擎住而设定的，最大漏源电压 Udsm是由 IGBT中晶体管V3的击穿电压所确定，最大功耗则是由

最高允许结温所决定。导通时间越长，发热越严重，安全工作区则越窄，如图2－61。所示。

IGBT 的反向偏置安全工作区（ R BSO A ）如图 2 －61b 所示，它随IGBT 关断时的 d Uds ／ d t 而改变， d Uds ／dt 越高，RBSOA 越窄。

IGBT 的驱动与保护技术

1．IGBT的驱动条件驱动条件与IGBT的特性密切相关。设计栅极驱动电路时，应特别注意开通特性、负载短路能力和 dUds／dt引起的误触发等问题。

正偏置电压Uge增加，通态电压下降，开通能耗Eon也下降，分别如图2－62 a 和b所示。由图中还可看出，若十Uge固定不变时，导通电压将随漏极电流增大而增高，开通损耗将随结温升高而升高。

负偏电压一Uge直接影响IGBT的可靠运行，负偏电压增高时漏极浪涌电流明显下降，对关断能耗无显著影响，－Uge与集电极浪涌电流和关断能耗

Eoff 的关系分别如图 2－63 a 和 b所示。

门极电阻Rg 增加，将使IGBT的开通与关断时间增加；因而使开通与关断能耗均增加。而门极电阻减少，则又使di/dt增大，可能引发IGBT误导通，

同时Rg上的损耗也有所增加。具体关系如图2-64。

由上述不难得知：IGBT的特性随门板驱动条件的变化而变化,就象双极型晶体管的开关特性和安全工作区随基极驱动而变化一样。但是IGBT所有特性不能同时最佳化。

双极型晶体管的开关特性随基极驱动条件（Ib1，Ib2）而变化。然而，对于 IGBT来说，正如图 2－63和图 2－64所示，门极驱动条件仅对其关断特性略有影响。因此，我们应将更多的注意力放在IGBT 的开通、短路负载容量上。

对驱动电路的要求可归纳如下：

l） IGBT与 MOSFET都是电压驱动，都具有一个 2． 5～5V 的阈值电压，有一个容性输入阻抗，因此IGBT对栅极电荷非常敏感故驱动电路必须很可靠，要保证有一条低阻抗值的放电回路，即驱动电路与IGBT的连线要尽量短。

2）用内阻小的驱动源对栅极电容充放电，以保证栅极控制电压Uge,有足够陡的前后沿，使IGBT的开关损耗尽量小。另外，IGBT开通后，栅极驱动源应能提供足够的功率，使IGBT不退出饱和而损坏。

3）驱动电路要能传递几十 kHz的脉冲信号。

4）驱动电平十Uge也必须综合考虑。＋Uge增大时， IGBT 通态压降和开通损耗均下降，但负载短路时的Ic增大，IGBT能承受短路电流的时间减小，对其安全不利，因此在有短路过程的设备中Uge应选得小些，一般

选 12～ 15V。

5）在关断过程中，为尽快抽取 PNP管的存储电荷，须施加一负偏压Uge, 但它受IGBT的G、E间最大反向耐压限制，一般取--1v—-- 10V。 6）在大电感负载下，IGBT的开关时间不能太短，以限制出di/dt形成的尖峰电压，确保IGBT的安全。

7）由于 IGBT在电力电子设备中多用于高压场合，故驱动电路与控制电路在电位上应严格隔离。

8） IGBT的栅极驱动电路应尽可能简单实用，最好自身带有对IGBT的保护功能，有较强的抗干扰能力。

集成化 IGBT 专用驱动器 EXB841

现在，大电流高电压的IGBT已模块化，它的驱动电路除上面介绍的由分立元件构成之外，现在已制造出集成化的 IGBT专用驱动电路。其性能更好，整机的可靠性更高及体积更小。

集成化驱动电路的构成及性能

下面以富士电机公司EXB系列驱动器为例加以介绍。 EXB850（851）为标准型（最大 10kHz运行），其内部电路框图如图2－65。所示。EXB840（841）是高速型（最大 40kHz运行），其内部电路框图如图 2－65b所示。它为直插式结构，额定参数和运行条件可参考其使用手册。

EXB系列驱动器的各引脚功能如下：

脚1：连接用于反向偏置电源的滤波电容器；

脚 2：电源（＋ 20V）；

脚3：驱动输出；

脚4：用于连接外部电容器，以防止过流保护电路误动作（大多数场合不需要该电容器）；

脚5：过流保护输出；

脚6：集电极电压监视；

脚7、8：不接；

脚9：电源；

脚 10、 11：不接；

脚 14、 15：驱动信号输入（一，＋）；

由于本系列驱动器采用具有高隔离电压的光耦合器作为信号隔离，因此能用于交流 3 80V的动力设备上。

IGBT通常只能承受10us的短路电流，所以必须有快速保护电路。EXB系列驱动器内设有电流保护电路，根据驱动信号与集电极之间的关系检测过电流，其检测电路如图2－66。所示。当集电极电压

高时，虽然加入信号也认为存在过电流，但是如果发生过电流，驱动器的低速切断电路就慢速关断 IGBT（< loUs的过流不响应），从而保证1GBT不被损坏。如果以正常速度切断过电流，集电极产生的电压尖脉冲足以破坏 IGBT，关断时的集电极波形如图 2－ 6 6b所示．

IGBT在开关过程中需要一个十 15V电压以获得低开启电压，还需要一个一5V关栅电压以防止关断时的误动作。这两种电压（＋15V和一5V）均可由20v供电的驱动器内部电路产生，如图2--6 6C所示。

EXB841剖析

为了更好地应用 IGBT，有关专家对EXB841作了解剖，经反复测试、整理，得到 EXB841的原理图，如图2－67所示。图中参数均为实际测得，引脚标号与实际封装完全相同。

EXB841由放大部分、过流保护部分和 5V电压基准部分组成。放大部分由光耦合器IS01（TLP550）、V2、V4、V5和R1、C1、R2、R9组成，其中IS01起隔离作用，V2是中间级，V4和V5组成推挽输出。

过流保护部分由 V1、 V3、 VD6、 VZI

和 C2、 R3、 R4、 R5、 R6、

C3、R7、R8、C4等组成。它们实现过流检测和延时保护功能。EXB84l 的脚6通过快速二极管VD7接至IGBT的集电极，显然它是通过检测电

压 Uce的高低来判断是否发生短路。 5V电压基准部分由

r10, VZ2和 C5组成，既为驱动 IGBT提供一5V反偏压，同时也为输入光耦合器IS01提供副方电源。

详细介绍EXB841 工作原

理：

1）正常开通过程

当控制电路使EXB841输入端脚14和脚15有 10mA的电流流过时，光耦合器 IS0l就会导通， A点电位迅速下降至 0V，使 V1和 V 2截止； V 2截止使 D点电位上升至20V， V4导通，V5截止，EXB841通过V4及栅极电阻Rg向IGBT提供电流使之迅速导通 , Uc下降

至 3V。与此同时，V1截止使十 20V电源通R3向电容C2充电，时间常数r1为

r1=R3c2=2·42us（2－17）

又使 B点电位上升，它由零升到 13V的时间可用下式求得:

13＝20（1－e ^ (-t/r1) （2－18）

t=2·54uS （2－19）

然而由于IGBT约lus后已导通，Uce下降至3V，从而将EXB841脚 6电位箝制在 8V左右，因此 B点和C点电位不会充到13V，而是充到8V 左右，这个过程时间为1．24us；又稳压管VZ1的稳压值为 13V， IGBT 正常开通时不会被击穿， V3不通， E点电位仍为20V左右，二极管VD6截止，不影响V4和V5的正常工作。

2）正常关断过程控制电路使 EXB841输入端脚 14和脚 15无电流流过，光耦合器IS01不通， A点电位上升使V1和 V2导通；V 2导通

使 V 4截止， V 5导通， IGBT栅极电荷通过 V 5迅速放电，使EXB841的脚3电位迅速下降至0V（相对于的EXB841脚1低5V），使 IGBT可靠关断， Uce迅速上升，使 EXB841的脚 6“悬空”。与此同时 V1导通， C2通过 V1更快放电，将 B点和 C点电位箝

在 0V，使 VZI仍不通，后继电路不会动作, IGBT正常关断。

3）保护动作

设IGBT已正常导通，则V1和V2截止， V4导通， V 5截止， B点和 C点电位稳定在 8V左右， VZ1不被击穿， V3不导通，E点电位保持为20V，二极管VD6截止。若此时发生短路，IGBT承受大电流而退饱和，Uce上升很多，二极管VD7截止，则EXB841的脚 6“悬空”， B 点和 C点电位开始由 8V上升；当上升至13V时， VZ1被击

穿， V 3导通， C4通过R7和 V 3放电， E点电位逐步下降，二极管 VD 6导通时 D点电位也逐步下降，从而使EXB841的脚 3电位也逐步下降，缓慢关断 IGBT。

B点和 C点电位由 8V上升到 13V的时间可用下式求得

13＝20（1--e^ (--t/r1)--8e^ (--t/r1) （2－20）

t＝＝l·3uS (2－21）

C3与R7组成的放电时间常数为

T2＝＝C3R7＝4· 84uS（2－22）

E点由 2 0V下降到 3．6V的时间可用下式求得

3．6= 20e^ (--t/r2)（ 2－23）

t＝8·3uS （2－24）

此时慢关断过程结束， IGBT栅极上所受偏压为0oV（设 V3管压降

为 0．3V， V6和 V5的压降为 O．7V）。

这种状态一直持续到控制信号使光电耦合器 IS0l截止，此时V1和 V 2导通， V 2导通使 D点下降到 0V，从而 V 4完全截止， V 5完

全导通，IGBT栅极所受偏压由慢关断时的0V迅速下降到一5V，IGBT完全关断。 V1导通使 C2迅速放电、V 3截止， 20V电源通过R8对C4充电，RC充电时间常数为

T3＝C4R8＝48· 4uS （2·25）

则 E点由 3．6V充至 19V的时间可用下式求得：

19=20（l一e^ (－t/r3)）＋3．6e^(－t/r3) （2－26）

t ＝＝13 5 uS （ 2 -- 2 7）

则E点恢复到正常状态需135us，至此EXB841完全恢复到正常状态，可以进行正常的驱动。

与前述的IGBT驱动条件和保护策略相对照，以上所述说明EXB841确实充分考虑到 IGBT的特点，电路简单实用，有如下特点：

1）模块仅需单电源十20V供电，它通过内部 5 V稳压管为IGBT提供了十 15V和一 5V的电平，既满足了 IGBT的驱动条件，

又简化了电路，为整个系统设计提供了很大方便。

2）输入采用高速光耦隔离电路，既满足了隔离和快速的要求，又在很大程度上使电路结构简化。

3）通过精心设计，将过流时降低Uge与慢关断技术综合考虑,按前面所述，短路时EXB841各引脚波形如图2－68所示。可见一旦电路检测到短路后，要延迟约 1．5 us（ VZI导通时， R4会有压降） Uge才开始降低，再过约8us后 Uge才降低到 0V（相对 EXB841的脚1）。在这 10us 左右的时间内，如果短路现象消失， Uge会逐步恢复到正常值，但恢复时间决定于时间常数t3，时间是较长的。

注意事项及EXB841典型应用电路

根据以上分析，有以下几个方面需要注意：

1） EXB841只有 1．5us的延时，慢关断动作时间约 8us，与使用手册上标明的“对< 10us的过电流不动作”是有区别的。

2）由于仅有1．5us的延时，只要大于1．5 us的过流都会使慢关断电路工作。由于慢关断电路的放电时间常数t2较小，充电时间常数t3较大，后者是前者的10倍，因此慢关断电路一旦工作，即使短路现象很快消

失， EXB841中的脚 3输出也难以达到 Uge＝＋ 15V的正常值。如果EXB841的C4已放电至终了值（3．6V），则它被充电至 20v的时间约为 140us，与本脉冲关断时刻相距 140us以内的所有后续脉冲正电平都不会达到 Uge=＋ 15V，即慢关断不仅影响本脉冲，而且可能影响后续的脉冲。

3）由图 2－67可知光耦合器IS01由十5V稳压管供电，这似乎简化了电路，但由于 EXB841的脚 1接在 IGBT的 E极， IGBT的开通和截止会造成其电位很大的跳动，可能会有浪涌尖峰，这无疑对EXB841可靠运行不利。另外，从其PCB实际走线来看，光耦合器阴叮的脚8到稳压管VZZ的走线很长，而且很靠近输出级（V4、V5），易受干扰。

4） IGBT开通和关断时，稳压管 VZ 2易受浪涌电压和电流冲击，易损坏。另外，从印刷电路板 PCB实际走线看， VZ 2的限流电阻R10两端分别接在 EXB841的脚 1和脚 2上，在实际电路测试时易

被示波器探头等短路，从而可能损坏 VZ2，使 EXB841不能继续使用。

（3）驱动器的应用EXB850和EXB851驱动器分别能驱动150A／600V、 75A／1200V、 400A／600V、 300A／1200V的 IGBT，驱动电路信号延迟<4Us，适用于高达 10kHz的开关电路。应用电路如图2－69所示。如果IGBT集电极产生大的电压尖脉冲，可增大IGBT栅极串联电阻Rg来加以限制。

EXB84O／EXB841高速型驱动器分别能驱动150A／600V、75A／1200V、400A／600V、200A／1200V的IGBT，驱动电路信号延迟＜lus，适用于高达40kHz的开关电路。它的应用电路如图2－70所示。

（ 4）使用 EXB系列驱动器应注意的问题

l）输入与输出电路应分开，即输入电路（光耦合器）接线远离输出电路，以保证有适当的绝缘强度和高的噪音阻抗。

2）使用时不应超过使用手册中给出的额定参数值。如果按照推荐的运行条件工作，IGBT工作情况最佳。如果使用过高的驱动电压会损坏 IGBT，而不足的驱动电压又会增加 IGBT的通态压降。过大

的输入电流会增加驱动电路的信号延迟，而不足的输入电流会增加IGBT和二极管的开关噪声。

3） IGBT的栅、射极回路的接线长度一定要小于 lm ，且应使用双绞线。

4）电路中的电容器C1和C2用来平抑因电源接线阻抗引起的供电电压变化，而不是作为电源滤波用。

5）增大 IGBT的栅极串联电阻 Rg，抑制 IGBT集电极产生大的电压尖脉冲。

最后，再谈一下IGBT的保护问题。因为IGBT是由MOSFET和GTR复合而成的，所以IGBT的保护可按GTR、MOSFET保护电路来考虑。主要

是栅源过压保护、静电保护、准饱和运行、采用R－C－VD缓冲电路等等。这些前面已经讲过，故不再赘述。另外应在IGBT电控系统中设置过压、欠压、过流和过热保护单元，以保证安全可靠工作。应该指出，必须保证IGBT不发生擎住效应。具体做法是，实际中IGBT使用的最大电流不超过其额定电流。

图 2-70 EXB841 典型应用电路

IGBT功率损耗计算--蔡华

IGBT功率损耗计算对比 ---手算、Psim热模型、IPOSIM计算 蔡华 目的：对Psim中IGBT热模型功率计算方法进行验证，以便后期使用参考。 方法：(1)根据器件手册计算； (2)根据英飞凌官方提供的计算工具核对. 条件：经典的Buck电路； 输入电压：1000V； 输出电压：500V； 输出电感：1mH； 负载电阻：5Ω； 开关频率：5kHz 占空比：0.5； IGBT：英飞凌FF300R17ME4。 Psim仿真电路见图1。 图 1 Psim仿真模型 英飞凌网站主页IPOSIM工具入口方法见图2。 英飞凌官方功率计算网站 https://www.docsj.com/doc/d316664056.html,/iposim/HighPower/All/TopologySelection.aspx

图 2 英飞凌网站主页IPOSIM工具入口 1.手工计算IGBT损耗 (1)计算IGBT导通损耗。 手册中给定的器件FF300R17ME3的IGBT导通电流与压降关系如图3所示。 图 3 IGBT导通电流与压降 IGBT导通时，从上述条件，可知，负载电压500V，负载平均电流100A，对应器件压降 1.4V，占空比为0.5，平均导通损耗Pcond=100A*1.4V*0.5=70W。 (2)计算IGBT开关损耗。 手册中给定的IGBT开通和关断损耗与电流关系如图4所示。

图 4 IGBT开通和关断损耗与电流关系 IGBT导通平均电流为100A，开通关断，每次开关动作对应的开通和关断损耗Eon+Eoff=75mJ，实际Uce承受电压为1000V，图中测试条件为900V，所以还要乘以1000/900，开关频率为5kHz。所以对应的开关损耗为Psw=75m*5k*1000/900=416.6W。 (3)计算IGBT反并联二极管导通损耗。 手册中给定的IGBT反并联二极管压降与电流关系如图5所示。 图 5 IGBT反并联二极管压降与电流关系 IGBT关断时，电流从续流二极管流过，IGBT反并联二极管导通电流基本为0，损耗为0，

晶体管的输入输出特性曲线详解

晶体管的输入输出特性曲线详解 届别 系别 专业 班级 姓名 指导老师

二零一二年十月 晶体管的输入输出特性曲线详解 学生姓名：指导老师： 摘要：晶体三极管，是半导体基本元器件之一，具有电流放大作用，是电子电路的核心元件。 根据晶体管的结构进行分类，晶体管可以分为：NPN型晶体管和PNP 型晶体管。依据晶体管两个PN结的偏置情况，晶体管的工作状态有放大、饱和、截止和倒置四种。晶体管的性能可以有三个电极之间的电压和电流关系来反映，通常称为伏安特性。 生产厂家还给出了各种管子型号的参数也能表示晶体管的性能。利用晶体管制成的放大电路的可以是把微弱的信号放大到负载所需的数值 晶体管是一种半导体器件，放大器或电控开关常用。晶体管是规范操作电脑，手机，和所有其他现代电子电路的基本构建块。由于

其响应速度快，准确性，晶体管可用于各种各样的数字和模拟功能，包括放大，开关，稳压，信号调制和振荡器。晶体管可独立包装或在一个非常小的的区域，可容纳一亿或更多的晶体管集成电路的一部分。 关键字：晶体管、输入输出曲线、放大电路的静态分析和动态分析。 【Keywords】The transistor, the input/output curve, amplifying circuit static analysis and dynamic analysis. 一、晶体管的基本结构 晶体三极管，是半导体基本元器件之一，具有电流放大作用，是电子电路的核心元件。三极管是在一块半导体基片上制作两个相距很近的PN结，两个PN结把正块半导体分成三部分，中间部分是基区，两侧部分是发射区和集电区，排列方式有PNP和NPN两种，如图 1-1(a)、(b)所示。从三个区引出相应的电极，发射极，基极，集电极，各用“E”（或“e”）、“B”(或“b”)、“C”(或“c”)表示。 发射区和基区之间的PN结叫发射结，集电区和基区之间的PN结叫集电极。基区很薄，而发射区较厚，杂质浓度大，PNP型三极管发射区"发射"的是空穴，其移动方向与电流方向一致，故发射极箭头向里;NPN型三极管发射区"发射"的是自由电子，其移动方向与电流方向相反，故发射极箭头向外。发射极箭头向外。发射极箭头指向也是PN结在正向电压下的导通方向。硅晶体三极管和锗晶体三极管都有PNP型和NPN型两种类型。当前国内生产的锗管多为PNP型(3A

IGBT的驱动特性及功率损耗计算

IGBT的驱动特性及功率损耗计算 作者：海飞乐技术时间：2017-05-17 15:36 1.IGBT的驱动特性 1.1驱动特性的主要影响因素 IGBT的驱动条件与IGBT的特性密切相关。设计栅极驱动电路时，应特别注意开通特性、负载短路能力和dv/dt引起的误触发等问题。栅极电压Uge增加(应注意Uge过高而损坏IGBT)，则通态电压下降(Eon也下降)，如图1所示(此处以200 A lGBT为例)。由图中可看出，若Ugc固定不变时，导通电压将随集电极电流增大而增高。如图1a，电流容量将随结温升高而减少(NPT工艺正温度特性的体现)如图1b所示。 图1 栅极电压Uge与Uce和Tvj的关系 栅极电压Uge直接影响IGBT的可靠运行，栅极电压增高时有利于减小IGBT的开通损耗和导通损耗，但同时将使lGBT能承受的短路时间变短(10 μs以下)，使续流二极管反向恢复过电压增大，所以务必控制好栅极电压的变化范围，一般Vge可选择在-10~+15 V之间，关断电压-10V，开通电压+15V。开关时Uge与lg的关系曲线见图2a和图2b所示。 图2 开关时Uge与Ig的关系曲线 栅极电阻Rg增加，将使IGBT的开通与关断时间增加，使开通与关断能耗均增加，但同时，可以使续流二极管的反恢复过电压减小，同时减少EMI的影响。而门极电阻减少，则又使di/dt增大，可能引发IGBT误导通，但是，当Rg减少时，可以使得IGBT关断时由du/dt所带来误触发的可能性减小，同时也可以提高IGBT承受短路能量的能力，所以Rg 大小各有好坏，客户可根据自己设计特点选择。图3为Rg大小对开关特性的影响，损耗关系请参照图4所示。

晶体管输出特性曲线测试电路的设计实验报告

晶体管输出特性曲线测试电路的设计 无 29班 宋林琦 2002011547 一、实验任务： 设计一个测量NPN 型晶体管特性曲线的电路。测量电路设置标有e 、b 、c 引脚的插 孔。当被测晶体管插入插孔通电后，示波器屏幕上便显示出被测晶体管的输出特性曲线。要有具体指标的要求。 二、实验目的： 1、了解测量双极型晶体管输出特性曲线的原理和方法。 2、熟悉脉冲波形的产生和波形变 换的原理和方法。 3、熟悉各单元电路的设计方法。 三、实验原理： 晶体管共发射极输出特性曲 线如图1所示，它是由函数i c =f (v CE )|i B=常数，表示的一簇曲线。它 既反映了基极电流i B 对集电极电 流i C 的控制作用，同时也反映出 集电极和发射极之间的电压v CE 对集电极电流i C 的影响。 如使示波器显示图1那样的曲线，则应将集电极电流i C 取样，加至示波器的Y 轴输入端，将电压v CE 加至示波器的X 轴输入端。若要显示i B 为不同值时的一簇曲线，基极电流应为逐级增加的阶梯波形。通常晶体管的集电极电压是从零开始增加， 达到某一 图2 晶体管输出特性测试电路 图1 晶体管输出特性曲线 V CC 3

数值后又回到零值的扫描波形，本次实验采用锯齿波。 测量晶体管输出特性曲线的一种参考电路框图如图2所示。矩形波震荡电路产生矩形脉冲输出电压v O1。该电路一方面经锯齿波形成电路变换成锯齿波v O2，作为晶体管 集电极的扫描电压；另一方面经阶梯波 形成电路，通过隔离电阻送至晶体管的基极，作为积极驱动电流i B ，波形见图3 的第三个图（波形不完整，没有下降）。 电阻R C 将集电极电流取样，经电压变换电路转换成与电流i C 成正比的对地电压V O3,加至示波器的Y 轴输入端，则示波器的屏幕上便会显示出晶体管输出特性曲线。 需要注意，锯齿波的周期与基极阶梯波每一级的时间要完全同步（用同一矩形脉冲产生的锯齿波和阶梯波可以很好的满足这个条件）。阶梯波有多少级就会显示出多少条输出特性曲线。另外，每一整幅图形的显示频率不能太低，否则波形会闪烁。 四、主要设计指标和要求： 1、矩形波电压（V O1）的频率f 大于500Hz,误差为±10Hz ，占空比为4%~6%，电压幅 度峰峰值大约为20V 。 2、晶体管基极阶梯波V O3的起始值为0，级数为10级，每极电压0.5V~1V 。 3、晶体管集电极扫描电压V O2的起始电压为0V ，幅度大约为10V 。 五、电路设计及仿真结果： 1、 电路基本组成： 电路由5个基本部分组成，包括矩形波产生电路、锯齿波产生电路、阶梯波产生电路、电压变换电路和由以上4个电路组成的晶体管测试电路。 2、 矩形波产生电路： 用来产生窄的矩形脉冲，要求占空比为4％～6％，所用电路为一个由LM741组成的施密特触发器，用来产生矩形窄脉冲，由于二极管D3的单向导通功能，使得充放电时的回路电阻不同，以至于时间常数不同，从而决定了矩形脉冲的占空比不是50％，而是远小于50％。电路图以及仿真结果如下，矩形脉冲的峰峰值幅度大约为21V 。 时钟源 锯齿波发生器 阶梯波发生器 图3 输出特性曲线测试电路工作波形

基于IPOSIM的IGBT功率损耗仿真

基于IPOSIM的IGBT功率损耗仿真 【摘要】IGBT作为一种功率半导体器件，在电能应用邻域得到广泛应用。在IGBT的使用过程中，要求功率开关器件降低损耗、提高效率、提高性能。本文就IGBT的损耗计算方法作了简要介绍，并就英飞凌IGBT作了功率损耗的仿真分析。 【关键词】IGBT 功率损耗计算方法仿真The Simulation of The Power Loss for IGBT Base on IPOSIM（The 722 Research Institute of CSIC Hubei Wuhan 430205） Abstract：As a power semiconductor device，IGBT is widely used in the application of electric fields. During the use of IGBT，Request power switching device to reduce losses，improve efficiency and performance. This article briefly describes the loss calculation method on the IGBT，and made a simulation analysis of the power loss on Infineon IGBT. Keywords：IGBT；power loss；calculation method；simulation 一、引言 绝缘栅晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor，简称IGBT）是由BJT（双极型晶体管）和MOSFET（绝缘栅型场效

三极管特性曲线分析

目录 一、三极管特性曲线分析 (1) 1.1三极管结构 (1) 1.2 三极管输入特性曲线 (2) 1.3 三极管输出特性曲线 (2) 二、三极管应用举例 (3) 2.1 三极管在放大状态下的应用 (3) 2.2 三极管在开关状态下的应用 (3) 三、线性电路和非线性电路 (4) 3.1线性电路理论 (4) 3.2 非线性电路理论 (5) 3.3 线性电路的分析应用举例 (6) 3.4 非线性电路的分析应用举例 (7) 四、数字电路和模拟电路 (8) 4.1 数字电路 (8) 4.2 模拟电路 (8) 4.3数字电路和模拟电路区别与联系 (9) 五、总结与体会 (9) 六、参考文献 (10)

三极管输入输出曲线分析 ——谈线性电路与非线性电路 摘要：三极管是电路分析中非常重要的一个元器件。本文主要分析了三极管输入输出特性曲线，介绍了线性电路和非线性电路的理论在分析工具的不同之处。同时，线性电路和非线性电路在分析电路时各有着不同的用处。最后，介绍了数字电路及模拟电路区别与联系。 关键词：三极管；数字电子技术；模拟电子技术 一、三极管特性曲线分析 1.1三极管结构 双极结型三极管是由两个PN结背靠背构成。三极管按结构不同一般可分为PNP和NPN 两种。 图1-1 三极管示意图及符号 PNP型三极管和NPN型三极管具有几乎等同的电流放大特性，以下讨论主要介绍NPN 型三极管工作原理。NPN型三极管其两边各位一块N型半导体，中间为一块很薄的P型半导体。这三个区域分别为发射区、集电区和基区，从三极管的三个区各引出一个电极，相应的称为发射极（E）、集电极（C）和基极（B）。虽然发射区和集电区都是N型半导体，但是发射区的掺杂浓度比集电区的掺杂浓度要高得多。另外在几何尺寸上，集电区的面积比发射区的面积要大。由此可见，发射区和集电区是不对称的。 双极型三极管有三个电极：发射极（E）、集电极（C）、基极（B），其中两个可以作为输入，两个可以作为输出，这样就有一个电极是公共电极。三种接法就有三种组态：共发射极接法（CE）、共基极接法（CC）、共集电极接法（CB）。这里只以共射接法为例分析其输入

IGBT损耗计算

IGBT 损耗计算 单元内部损耗主要由单元内部的IGBT 、整流桥、均压电阻、电解电容等产生，算出这些器件的损耗值便能算出单元的效率。 一、IGBT 损耗计算 IGBT 的损耗主要分为IGBT 的通态损耗和开关损耗以及IGBT 中续流二极管的通态损耗和开关损耗， （1）IGBT 的通态损耗估算 IGBT 的通态损耗主要由IGBT 在导通时的饱和电压Vce 和IGBT 的结热阻产生， IGBT 通态损耗的计算公式为： )38(cos )4(21_2 2ππIp Rthjc Ip Vce m Ip Rthjc Ip Vce igbt Pt +*++=φ 式中： Pt-igbt----IGBT 的通态损耗功率（W ） Vce----IGBT 通态正向管压降（V ） Rthjc----IGBT 结热阻（K/W ） Ip----IGBT 通态时的电流（A ） m----正弦调制PWM 输出占空比 cos φ----PWM 输出功率因数 （2）IGBT 开关损耗计算 IGBT 的开关损耗主要是由于IGBT 开通和关断过程中电流Ic 与电压Vce 有重叠，进而产生开通能耗Eon 和关断能耗Eoff ，IGBT 的开关能耗大小与IGBT 开通和关断时的电流Ic 、电压Vce 和芯片的结温有关， IGBT 开关能好的计算公式为： )(**1Eoff Eon f igbt Pk +=-π 式中： Pk-igbt----IGBT 开关热损耗值（W ） f----IGBT 开关频率（Hz ） Eon----IGBT 单次接通脉冲的能量损耗（W ） Eoff----IGBT 单次关断脉冲的能量损耗（W ） （3）续流二极管通态损耗计算 续流二极管在导通状态下存在正向导通压降Vf ，其大小由通过的电流和芯片的结温有关。由于Vf 和结热阻的存在，当有电流通过时会生成二极管在通态状态下的损耗。二极管在通态时的损耗计算公式为：

IGBT损耗的计算步骤与方法

IGBT损耗的计算步骤与方法 IGBT损耗的计算步骤与方法 作者：微叶科技时间：2015-09-08 17:50 国内外有很多专家学者对IGBT器件的损耗模型进行了较深入的研究，还将损耗模型主要分为两大类：基于物理结构的IGBT损耗模型和基于数学结构的IGBT损耗模型。 基于物理结构的损耗模型通过分析IGBT/DIODE的物理结构和内部载流子的工作情况，采用电容、电阻、电感、电流源、电压源等一些相对简单的元件模拟出IGBT的特性，利用仿真软件仿真IGBT在各种工作情况下的电压、电流波形。从而计算得到IGBT的损耗。 基于数学方法的IGBT损耗模型与器件的具体类型 无关，它是基于大量数据的测量，试图寻找出功耗与各个因素的数量关系。 然而，在工程实践中工程师一般不会消耗大量的时 间来进行计算，所以本文就是在介绍基本原理的基础上，参考相应的资料结合实践给出合适的计算方法。

IGBT 典型的电压/电流曲线（VCE/ICE）如图1所示。这个曲线可以用门限电压加电阻电压叠加的方法来进行线性化，即 （1） 式中，ICN和VCEN为额定电流下的额定电压（由制造商提供，不同的IGBT模块略有不同）。 二极管的正向导通电压满足指数规律，但在工作范围内，也可以近似为一线性方程： （2） 式中，VFN为额定电流下的二极管电压降；为VFO 为门槛电压，典型值为0.7V。 图1 IGBT模块IGBT典型的电压/电流曲线（VCE/ICE）1. 损耗计算 由于二极管的计算方法与IGBT基本相同，所以下文主要分析的是IGBT部分。假设电源的开关波形如图2所

示。 图2 电源开关波形 （1）功率损耗 计算IGBT的功率损耗，首先来计算1个脉冲中的损耗，单个脉冲中包括导通损耗和开关损耗，如图3所示。 图3 单个脉冲IGBT的功率损耗 1）使用VCE(sat），VSIC特性曲线计算导通损耗，一般采用TJ=25℃时的特性曲线。 （3） 2）开关损耗 开关损耗可用实际电压电流波形在开通和关断时间内的积分来求得。

电机特性曲线精编版

电机特性曲线 集团企业公司编码：（LL3698-KKI1269-TM2483-LUI12689-ITT289-

如何绘制性能曲线图 作者：刘小鑫 性能曲线图的四个要点 1、空载转速(N0)—指电机不受任何机械阻力或负载时的电压，在轴枝上测得的速度，单位为rpm(每分钟内旋转的圈数)。 2、空载载电流(I0)—指在电机无任何负载的情况下测得的电流量。 3、堵转转矩(Ts)—指因加载引致电机停止旋转时测得的转矩。但建议阁下不要如此操作，因“退磁”或过载可能损坏电机。 4、堵转电流(Is)—指在电机因过载而停止旋转时测得的电流量。 绘制性能曲线图 1、速度曲线—是连接N0(空载转速)点及Ts(堵转转矩)点的曲线，其标示出电机在不同情况下的速度。 2、电流曲线—是连接I0(空载电流)点及Is(堵转电流)点的曲线，其标示出电机在不同情况下的电流量。 3、输出功率曲线—用以表示电机的输出功率，并可用以下公式计算：P=(速度x转 矩)/9500(速度单位为rpm,转矩单位为mNm)。

4、效率曲线—用以表示电机的效率，可用以下公式计算：Eff(%)=(输出功率/(电压x电流))x100 影响电机性能的主要因素 1、输入电压—在保持I0不变的情况下，输入电压增大会令N0、Is及I0增大。 2、串接电阻—在保持N0不变的情况下，串接电阻增大会令Ts及Is减小。 3、绕组的匝数—在保持Ts不变的情况下，绕组匝数增加将令N0、I0及Is增大。 4、绕组的线径—在保持I0及N0不变的情况下，绕组直径增大将令Ts及Is增大。 5、磁通量—在保持Is不变的情况下，磁通量增大将令N0及I0减小。 6、温度—在Is及Ts减小的情况下，环境温度的上升将令N0及I0增大。

IGBT 损耗计算

IGBT 损耗计算 一、IGBT 1.1 导通损耗 ?=2 /0 ,0)('*)(*)(1T CE IGBT cond dt t t i t V T P τ 其中： ◆ )sin()(t I t i ω=：正弦的输出电流 ◆ )(*)(0t i r V t V CE CE +=：导通情况下的IGBT 的压降，其中0CE V 为门槛电压， r 为斜率电阻 ◆ )('t τ：逆变桥输出的占空比（导通时为1，关断时为0），一般情况下，该变 量的波形为())sin(12 1 )('?ωτ++=t m t ，m 为调制比，?为输出信号与电流之间的相位差。 推导得： ()??+==2 /0 02 /0 0,00)('*)(*)(*1 )('*)(*)(1T CE T CE IGBT cond dt t t i t i r V T dt t t i t V T P ττ ()()? ?? ? ??+++=2 /0 00 0)sin(121*)sin(*)sin(*1T CE dt t m t I t I r V T ?ωωω ???? ? ?++???? ??+=π?π3*8**cos 4**212020I r I V m I r I V CE CE 1.2 开关损耗 ()?+=2 /0 ,,0,)(1 *T off on IGBT SW IGBT SW dt I t E E T f P

其中 () ()nom dc nom nom nom IGBT off nom nom IGBT on off on IGBT SW V V I I V I E V I E I E E E ** ),(),()(,,,+=+= ∑= n n IGBT SW IGBT SW i E T P )(1,0 , ()∑+= n nom dc nom n nom nom IGBT off nom nom IGBT on V V I i V I E V I E T * * ),(),(1,,0 ()nom dc nom nom nom IGBT off nom nom IGBT on SW V V I I V I E V I E f ** ),(),(**1 ,,+= π 二、 DIODE 2.1 导通损耗 与IGBT 的导通损耗类似，只是针对DIODE 而言，上桥臂的IGBT 导通意味着下桥臂的DIODE 关断，反之，上桥臂的IGBT 关断意味着下桥臂的DIODE 导通。因此对于DIODE 来说 ())sin(12 1 )('?ωτ+-= t m t ?=2 /0 ,0)('*)(*)(1T CE DIODE cond dt t t i t V T P τ ???? ? ?+-???? ??+=π?π3*8**c o s 4**212020I r I V m I r I V CE CE 2.2 开关损耗 二极管开关损耗中的导通损耗可忽略不计，须考虑的是关断损耗： ()∑= n nom dc nom n nom nom DIODE off DIODE SW V V I i V I E T P * * ),(1 ,0, ()nom dc nom nom nom DIODE off SW V V I I V I E f ** ),(**1 ,π = 计算中，DIODE off E ,与DIODE 的反向恢复能量并不成正比，以下式进行等同

晶体管输出特性曲线实验报告

实验题目：晶体管输出特性曲线测试电路的设计 姓名：林霁澜 学号：2014011144 日期：2015.11.24&2015.12.1

一、实验目的 (1)了解测量双极型晶体管输出特性曲线的原理与方法。 (2)熟悉脉冲波形的产生和波形变换的原理和方法。 (3)熟悉各单元电路的设计方法。 (4)了解进行小型电子系统设计的一般思路和过程。 二、实验电路图及其说明 晶体管共发射极输出特性曲线： 晶体管共发射极输出特性曲线如图所示。它以基极电流i B为参考变量，集电极电流i C与集电极和发射极之间的电压v CE的关系曲线。因此，输出特性曲线既反映了基极电流i B对集电极电流i C的控制作用，同时也反映出集电极和发射极之间的电压v CE对集电极电流i C的影响。 实验参考电路框图：

如图：矩形波振荡电路产生矩形波脉冲输出电压v o1。该电压一方面经过锯齿波形成电路变换成锯齿波v o2，作为晶体管集电极的扫描电压；另一方面经过阶梯波形成电路及电压电流转换电路变换成阶梯电流，通过隔离电阻送至晶体管的基极，作为基极驱动电流。电阻R C将集电极电流i C取样，经电压变换电路转换成与电流i C成正比的对地电压v o3，加至示波器Y输入端，将晶体管的v CE加至示波器的X输入端，则示波器屏幕上会显示出晶体管的输出特性曲线。 为了测量并且在示波器上显示晶体管输出特性曲线： 1、将集电极电流i C转换为电压信号后加至示波器的Y轴输入端，集电极与发射极之间的电压v CE应为扫 描信号(锯齿波)，加至X轴输入端，示波器工作在XY模式。 2、要显示基极电流i B为不同值时的一簇曲线，则i B应为逐级增加的阶梯电流。 3、为了使显示稳定，必须保证v CE与i B严格同步，即对应i B波形的每一级台阶，示波器X轴都要完成一 次扫描，因此有n级阶梯电流，就会显示n条输出特性曲线。 4、为了使波形不闪烁，还需满足每一簇完整的输出特性曲线显示频率不低于50Hz。 （1）矩形波振荡电路 设计参考要求：频率在1kHz以上，占空比小于10%（在输出幅度50%处测量），矩形波电压幅度为V pp≈20V（由运放产生）或V pp≈5V（由555产生）。记录矩形波频率和占空比。 注意事项：若采用运放产生矩形波，设计时电阻阻值最好不低于10kΩ。 （2）锯齿波形成电路

IGBT损耗计算及其散热设计

IGBT损耗计算及其散热设计 2

目录 1IGBT损耗分类 (1) 2损耗计算 (1) 2.1IGBT通态损耗计算 (2) 2.2IGBT开关损耗计算 (2) 2.3FWD的导通损耗 (2) 2.4FWD的开关损耗 (2) 3英飞凌IPOSIM6中损耗计算方法 (2) 4IGBT结温计算 (4) 4.1热阻 (4) 4.2结温计算 (4) 5散热器设计 (5) 6NTC电阻的使用 (5) 6.1使用模拟方法用获得NTC测量的温度 (5) 2

2 1 IGBT 损耗分类 IGBT 模块由IGBT 单元和FWD 单元构成，它们各自产生的损耗之和即为IGBT 模块整体所产生的损耗。另外，损耗一般可以分为导通损耗和开关损耗。 无论IGBT 单元还是FWD 单元的导通损耗均可通过输出特性计算。同时，开关损耗能通过开关损耗-集电极电流特性计算。根据计算出的损耗进行散热设计，保证结温T j 不超过允许值。因此，计算损耗时通常使用高结温的通态电压和开关损耗的值来进行计算。 对于IGBT 模块，正向截止损耗和控制损耗只占总损耗的一小部分，所以通常被忽略。只有在高截止电压(大于1千伏)或高的结层温度(大于150°C)时，截止电流成指数曲线增加，它带来的截止损耗变得越来越大，甚至会导致热失控。控制损耗通常只是在高频低压MOSFET 模块的应用中才给予考虑。 IGBT 模块的导通损耗取决于:负载电流、结层温度、占空比；对于给定的控制参数(R G ,V GG )和被忽略寄生元素(LS,Cload)，开通和关断功耗取决于:负载电流与负载电气特性(欧姆，电感，电容)、直流母线电压、结层温度、开关频率，总功耗计算公式如下: off on T cond T tot P P P P ++=)()( 由于续流二极管的截止损耗占总损耗的一小部分，所以亦被忽略了。它也有同IGBT 模块同样的限制。正向恢复过程导致了开通损耗，在快速二极管中这一损耗也是微不足道的，可以被忽略。续流二极管的导通损耗取决于: 负载电流(正向导通特性曲线VF=f(IF))、结层温度、占空比；对于给定的同续流二极管换流的IGBT 的参数和被忽略的寄生元素(LS)，关断损耗取决于:负载电流、直流母线电压、结层温度，开关频率，总损耗的计算公式如下: rr D cond D tot P P P +=)()( 模块的总损耗为单独的模块损耗乘以开关数量n ，即: n P P P D tot T tot M tot ?+=)()()()(

三极管输出特性曲线测试

三极管输出特性曲线测试 1、实验目的 (1) 理解三极管输入特性曲线与输出特性曲线的物理意义。 (2) 使用逐点法测量出三极管的输入特性曲线与输出特性曲线。 2、实验原理 三极管外部各极电压和电流的关系曲线，称为三极管的特性曲线，又称伏安特性曲线。它不仅能反映三极管的质量与特性，还能用来定量地估算出三极管的某些参数，是分析和设计三极管电路的重要依据。 对于三极管的不同连接方式，有着不同的特性曲线。应用最广泛的是共发射极电路，可以采用传统的逐点法测量，其基本测试连线电路如图-1所示。 图-1 三极管输入、输出特性曲线测量连线图 (1)输入特性曲线 在三极管共射极连接的情况下，当集电极与发射极之间的电压ce U 维持固定值时，be U 和b I 之间的一簇关系曲线， 称为共射极输入特性曲线，如图-2所示。 图-2 三极管的输入特性曲线

三极管输出特性曲线是指以三极管的基极电流b I 维持固定值时，测量集电极、发射极之间电压ce U 与三极管集电极电流c I 的关系曲线。曲线如图-3所示。 图-3 三极管的输出特性曲线 3、实验步骤 图-4 逐点测量法电路 利用Multisim 软件进行逐点法测量三极管输入、输出特性曲线时的步骤如下： (1) 按原理图连线，将两个可调电位器的增量设为0.3%。

(2) 开启仿真开关simulate ，将电位器R3的百分比调为0%，此时U4显示0.900μV （按实际情况略有差异），即表示ce U ≈0；然后调节电位器R2，使得当电流表U1显示的b I 数值为下表对应各值的时候，测量对应的U3的be U 数值填入下表。 按上述步骤，开启仿真开关simulate ，适当调节电位器R3的，使得U4显示4V ，即表示ce U ≈4V ；然后调节电位器R2，使得当电流表U1显示的b I 数值为下表对应各值的时候，测量对应的U3的be U 数值填入下表。 (3) 开启仿真开关，调节电位器R2，使得当电流表U1显示的b I 数值为0μA ，然后将电位器R3的百分比调为0%，此时U4显示0.900μV ，即表示ce U ≈0，读出此时电流表U2显示的电流c I ，填入下表。依次调节R3的百分比，使U4显示下表规定电压值，读出对应 c I 值，填入下面表格。 按上述步骤，调节电位器R2，使得当电流表U1显示的b I 数值为40μA ，将数据依次填入下表。 注意：在调整电位器R3改变电压表U4数据时，对电流表U1的数据可能会产生一些小的影响；反之，在调整电位器R2改变电流表U1数据时，对电压表U4的数据可能会产生一些小的影响，需及时微调电位器R2或R3进行修正。

晶体管特性曲线测试电路

近代电子学实验之 晶体管特性曲线测试电路 实验设计项目名称： 晶体管特性曲线测试电路 实验设计摘要： 该电路可以实现NPN型晶体管输出特性曲线（Ic—Vce）的测试。在晶体管的基极通入恒定的电流，在集电极加载一定的电压，集电极就会产生放大后的电流输出。此时，便得到了晶体管的一条Ic—Vce曲线，即是晶体管的特性曲线的一条。若往基极通阶梯波，集电极加载锯齿波，那么输出特性曲线就是一簇曲线。该曲线可以得到晶体管的工作状态，对于研究晶体管特性静态特性有很大的用处。搭好电路后，最终的波形将在数字示波器上显示。 实验设计目的： 1、应用运算放大器产生一些基本脉冲波：矩形波、锯齿波、阶梯波。 2、熟悉掌握运算放大器运用与设计。 3、应用这些脉冲波形构成简单的晶体三极管特性曲线测试电路。 实验设计内容及要求： 1、矩形波：频率为500Hz，幅度-10V—+10V。

2、锯齿波：幅度0—10V连线可调，输出极性可变。 3、阶梯波：3—10阶连线可调。 4、电压—电流变换器：0.001<=I1<=0.2(mA)，输出电流方向可变（每阶0.001<=Ib<=0.02(mA)）。 实验设计的基本原理： 三极管特性曲线测量电路的基本原理： 晶体三极管为电流控制器件，他们特性曲线的每一根表示当Ib一定时Vc与Ic的关系曲线，一簇表示不同Ib时Vc与Ic的关系曲线的不同关系曲线，就称为单晶体三极管的输出特性曲线，所以在晶体三极管的基级加上阶梯电流源表示不同 Ib。在每级阶梯内测量集射极电压 Vc和集电极定值负载电阻上的电压 Vr,通过电压变换电路将 Vr换算成集电极电流 Ic, 以 Ic作为纵轴, Vc 为横轴, 在数字示波器上即可显示一条晶体管输出特性曲线。示波器的地线与测量电路地不可相通。即测量电路的稳压电源不能接大地。（因为示波器外壳已接大地） 晶体三极管特性曲线测量电路原理框图如下: 框图 在本测量电路中，两种波形的准确性直接影响到了输出曲线的好坏。故在实验中需准确调整主要电阻电容的参数。 实验设计中使用到的元件：

IGBT耗散功率计算

IGBT 耗散功率计算 不管是正常负荷还是超负荷，IGBT安全工作必须确保结温 不超过。 一关于IGBT及损耗 IGBT模块由IGBT本部和续流二极管FWD组成，各自发生的损耗的合计为IGBT模块整体损耗；同时，IGBT的损耗又分为通态（稳态）损耗和交换（开关）损耗。 通态损耗可通过稳态输出特性计算； 交换损耗可通过交换损耗-集电极电流特性来计算。 二IGBT（本部）耗散功率计算 1、通态功耗的计算

IGBT通态平均功耗是。 通态损耗近似是 PWM应用时，近似通态损耗。 2、开关损耗计算 开关损耗精确计算：测量开关过程中的波形，对其进行积分（积分时间是开通时间或关断时间） 开通损耗： 关断损耗：t 的积分面积是以焦耳为单位的开关能量。 总的开关损耗是开通与关断过程所损耗能量之和，平均开关损耗是单位脉冲开关损耗与开关频率相乘后得到：

实际上和可由交换损耗-集电极电流特性曲线来估算 大多数IGBT都会提供交换损耗与集电极电流特性曲线，如下图： 依据IGBT实际流过的电流值，查曲线得到和，即可计算平均开关损耗： 3、IGBT本部总损耗是通态损耗和开关损耗之和 三IGBT(FWD-二极管部)功率损耗 四VVVF变频器中IGBT模块的功耗计算

在SPWM调制的变频器中，IGBT的电流值及占空比经常变换，使得功耗计算很困难。 以下是估算公式： 1每一个IGBT的平均通态损耗 2 每一个IGBT的平均开关损耗 3 每一个桥臂IGBT的总功耗 4 反并联续流二极管的通态平均功耗 5 每一个IGBT总功耗 计算举例 条件： IGBT：eupec 公司 型号：FZ1200R33KF2C

三极管输入输出特性曲线及工作状态判别

体验式课堂教学模式之专业理论课 江苏省启东中等专业学校 “理实一体化”集体备课导学案 课题：三极管输入输出特性曲线及工作状态判别第课时总第个导学案主备人：任课教师：授课时间：年月日 教学三维目标知识与技能目标：1．三极管的输入、输出特性；2．三极管的工作状态判别，了解其使用时的注意事项3.能正确指出输出特性曲线的三个区域，明确三极管的三个状态 过程与方法目标：1、在学习的过程中锻炼学生的观察能力； 2、在操作过程中锻炼学生的分析能力、动手能力； 3、在带着问题思考、做题过程中提高学生的自主学习能力。 情感态度价值观目标：1、学生在过程中产生学习电子技术的兴趣； 2、在分组练习的过程提高团队合作的作风； 3、在整个教学过程中提高学生的安全意识和操作规范。 教学 重点 三极管的输入、输出特性教学 难点 三极管的工作状态判别 教法学法教学模式：体验式教学 教法：任务驱动法、演示教学法、多媒体辅助教学法学法：自主学习，合作学习，探究学习 教学准备学生分组准备：根据学生特质进行分组、每四人一组（保证每组有一名动手能力强的学生）学生知识技能准备：晶体三极管基础知识 教学环节 教学活动过程 活动内容学生活动教师活动

情境创设情感体验A．复习 1．三极管的类型、分类、结构。 2．三极管的电流分配关系。 3．三极管的电流放大作用。 B．引入 三极管的基本作用已经明了，还需进一步了解三极管的特 性，包括输入特性和输出特性的特性曲线，三极管在不同电压 条件下的工作状态等。 研究三极管 的电流分配 与放大作用 时要注意两 个方面。 复习对 于新知识的 掌握非常重 要，所以教 师务必注意 此环节。 任务引领探究体验任务一、三极管共发射极输入特性 1．定义：VBE与IB的数量关系。 2．输入特性曲线 ——对每一个固定的VCE值，IB随VBE的变化关系。 （1）当VCE增大时，曲线应右移。 （2）当VBE ＞0.3 V时，曲线非常靠近。 （3）当VBE大于发射结死区电压时，IB开始导通。 导通后VBE的电压称为发射结正向电压或导通电压值，硅 管为0.7 V.锗管约为0.3 V。 任务二、晶体三极管的输出特性曲线 1．定义 每一个固定的IB值，测出IC和VCE对应值的关系。 学生认真听 讲，理会教师 的思路和方 法 学习输入与 输出特性曲 线时要明 确：1三极管 是非线性器 件，不能简 单用数学表 达式反映各 电极间电压 和电流的关 系； 2研究输出 特性曲线时 要指导在曲 线上升部分 Ic主要取决 于Vce而与 Ib 无关。

英飞凌1700V 600A IGBT功率损耗+热阻计算

一 逆变模块计算 (1) 每个IGBT 的平均通态损耗 ()1(cos )83sat cp CE sat D P I V θπ=??+ =200×1.414×1.5×0.211 =89.5W (2) 每个IGBT 的平均开关损耗 ()()1[]SW on off PWM P E E f π=+? =0.318×（100+100）×1000/1000 =63.6W (3) 每个IGBT 的总功耗 T sat SW P P P =+ =89.5+63.6 =153.1W (4) 反并联续流二极管的通态平均功耗 1(cos )83D CP F D P I V θπ=?- =200×1.414×1.4×0.031 =12.3W (5) IGBT 和反并联二极管的功耗 A T D P P P =+ =153.1+12.3 =165.4W cp I 为输出正弦电流峰值；D 为PWM 信号占空比，取0.9；θcos 为功率因数，取0.9； on E 为j T =125C ?时，峰值电流cp I 下从曲线可查到的开通能量；off E 为j T =125C ?时，峰值电流cp I 下从曲线可查到的关断能量；PWM f 为PWM 开关频率；)(sat CE V 为j T =125C ?时，峰值电流cp I 下，IGBT 的饱和压降；F V 为反并联二极管导通压降。 对于三电平逆变器，耗散总功率为IGBT 损耗功率与箝位二极管损耗功率之和， Total P =A P ×12+D P ×6=2058.6W 结温核算：)(c j th T C j R P T T -?+= = 80+153.1×0.04 =86<125C ?

北京交通大学 三极管输入输出特性曲线分析

数字电子技术研究论文 三极管输入输出特性曲线分析 学院： 班级： 学号： 学生： 指导教师： 2012年12月

目录 一、三极管特性曲线分析 (1) 1.1三极管结构 (1) 1.2 三极管输入特性曲线 (2) 1.3 三极管输出特性曲线 (2) 二、三极管应用举例 (3) 2.1 三极管在放大状态下的应用 (3) 2.2 三极管在开关状态下的应用 (3) 三、线性电路和非线性电路 (4) 3.1线性电路理论 (4) 3.2 非线性电路理论 (5) 3.3 线性电路的分析应用举例 (6) 3.4 非线性电路的分析应用举例 (7) 四、数字电路和模拟电路 (8) 4.1 数字电路 (8) 4.2 模拟电路 (8) 4.3数字电路和模拟电路区别与联系 (9) 五、总结与体会 (9) 六、参考文献 (10)

三极管输入输出曲线分析 ——谈线性电路与非线性电路 摘要：三极管是电路分析中非常重要的一个元器件。本文主要分析了三极管输入输出特性曲线，介绍了线性电路和非线性电路的理论在分析工具的不同之处。同时，线性电路 和非线性电路在分析电路时各有着不同的用处。最后，介绍了数字电路及模拟电路区 别与联系。 关键词：三极管；数字电子技术；模拟电子技术 一、三极管特性曲线分析 1.1三极管结构 双极结型三极管是由两个PN结背靠背构成。三极管按结构不同一般可分为PNP和NPN 两种。 图1-1 三极管示意图及符号 PNP型三极管和NPN型三极管具有几乎等同的电流放大特性，以下讨论主要介绍NPN 型三极管工作原理。NPN型三极管其两边各位一块N型半导体，中间为一块很薄的P型半导体。这三个区域分别为发射区、集电区和基区，从三极管的三个区各引出一个电极，相应的称为发射极（E）、集电极（C）和基极（B）。虽然发射区和集电区都是N型半导体，但是发射区的掺杂浓度比集电区的掺杂浓度要高得多。另外在几何尺寸上，集电区的面积比发射区的面积要大。由此可见，发射区和集电区是不对称的。 双极型三极管有三个电极：发射极（E）、集电极（C）、基极（B），其中两个可以作为输入，两个可以作为输出，这样就有一个电极是公共电极。三种接法就有三种组态：共发射极接法（CE）、共基极接法（CC）、共集电极接法（CB）。这里只以共射接法为例分析其输入输出曲线。

IGBT和反并联二极管损耗计算

IGBT和反并联二极管损耗计算 额定电流100A、开关频率500Hz，节温125°、直流电压1050V、输出电压700V、导通率0.667 IGBT损耗计算 1、导通损耗 100A*1.4V*0.667=93.4W 2、开通损耗 0.135Mj*500=67.5W 3、关断损耗 0.155Mj*500=77.5W 4、总损耗 93.4+67.5+77.5=238.4W 5、节壳温差 238.4W*0.06K/W=14.3K 6、散热器和壳温差 238.4W*0.029K/W=6.9K 7、散热器和节温差 14.3K+6.9K=21.2K IGBT反并联二极管损耗计算 1、导通损耗 100A*1.9V*0.333=63.3W 2、开通损耗 0.055Mj*500=27.5W 3、反向恢复损耗 0.110Mj*500=55W 4、总损耗 63.3+27.5+55=145.8W 5、节壳温差 145.8W*0.1K/W=14.6K 6、散热器和壳温差 145.8W*0.048K/W=7.0K 7、散热器和节温差 14.6K+7.0K=21.6K IGBT模块总损耗 238.4+135.8=374.2W 假设IGBT模块最高工作节温115°，则散热器表面最高温度为 115°-21.6°=93.4° 如果环境温度为50°，则散热器热阻为： R=(93.4-50)/374.2=0.116K/W

订购散热器时可按0.11K/W选择。 续流快速二极管损耗计算 1、导通损耗 100A*1.6V*0.333=53.3W 2、反向恢复损耗 0.02*500=10W 正常情况下，续流二极管是不会导通的，因此续流二极管只有反向恢复损耗，可以直接安装在柜子侧板上。

(最新经营)试谈IGBT耗散功率计算

IGBT耗散功率计算 不管是正常负荷还是超负荷，IGBT安全工作必须确保结温 不超过。 一关于IGBT及损耗 IGBT模块由IGBT本部和续流二极管FWD组成，各自发生的损耗的合计为IGBT模块整体损耗；同时，IGBT的损耗又分为通态（稳态）损耗和交换（开关）损耗。 通态损耗可通过稳态输出特性计算； 交换损耗可通过交换损耗-集电极电流特性来计算。 二IGBT（本部）耗散功率计算 1、通态功耗的计算

IGBT通态平均功耗是。 通态损耗近似是 PWM应用时，近似通态损耗。 2、开关损耗计算 开关损耗精确计算：测量开关过程中的波形，对其进行积分（积分时间是开通时间或关断时间） 开通损耗： 关断损耗：t 的积分面积是以焦耳为单位的开关能量。 总的开关损耗是开通与关断过程所损耗能量之和，平均开关损耗是单位脉冲开关损耗与开关频率相乘后得到： 实际上和可由交换损耗-集电极电流特性曲线来估算 大多数IGBT都会提供交换损耗与集电极电流特性曲线，如下图：

依据IGBT实际流过的电流值，查曲线得到和，即可计算平均 开关损耗： 3、IGBT本部总损耗是通态损耗和开关损耗之和 三IGBT(FWD-二极管部)功率损耗 四VVVF变频器中IGBT模块的功耗计算 在SPWM调制的变频器中，IGBT的电流值及占空比经常变换，使得功耗计算很困难。 以下是估算公式： 1每一个IGBT的平均通态损耗

2每一个IGBT的平均开关损耗 3每一个桥臂IGBT的总功耗 4反并联续流二极管的通态平均功耗 5每一个IGBT总功耗 计算举例 条件： IGBT：eupec企业 型号：FZ1200R33KF2C 开关频率20kHz; 功率因素0.8； SPWM变频器，400Kva,320kW。占空比D=50% 工作电流IC=600A 峰值电流Icp=600*